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MOSFET和IGBT内(nei)部结构(gou)不同，决定了其(qi)应用领域的不同。

1、由于MOSFET的结构(gou)，通常它可以(yi)做到(dao)电流很大，可以(yi)到(dao)上KA，但是前(qian)提耐压能(neng)力没(mei)有IGBT强。

2、IGBT可以做很大功率(lv)(lv)，电流和电压都可以，就是(shi)一点频(pin)率(lv)(lv)不是(shi)太(tai)高，目前IGBT硬开关速(su)度可以到(dao)100KHZ，那已经是(shi)不错了。不过相对于MOSFET的(de)(de)工作(zuo)频(pin)率(lv)(lv)还是(shi)九牛一毛，MOSFET可以工作(zuo)到(dao)几(ji)百KHZ，上(shang)MHZ，以至几(ji)十(shi)MHZ，射频(pin)领域的(de)(de)产品。

3、就(jiu)其应(ying)用(yong)，根据其特(te)点:MOSFET应(ying)用(yong)于开关电源(yuan)(yuan)，镇流器，高频(pin)(pin)(pin)感应(ying)加热(re)，高频(pin)(pin)(pin)逆(ni)变焊机，通信(xin)电源(yuan)(yuan)等(deng)等(deng)高频(pin)(pin)(pin)电源(yuan)(yuan)领(ling)(ling)域;IGBT集(ji)中应(ying)用(yong)于焊机，逆(ni)变器，变频(pin)(pin)(pin)器，电镀电解电源(yuan)(yuan)，超音(yin)频(pin)(pin)(pin)感应(ying)加热(re)等(deng)领(ling)(ling)域

 开(kai)关(guan)电源(yuan) (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在很大程度上依(yi)赖于功率半(ban)导体器(qi)件的选择，即开(kai)关(guan)管和整流器(qi)。

虽然没有万全的(de)方案来(lai)解(jie)决(jue)选择(ze)IGBT还(hai)是MOSFET的(de)问题，但针对特定(ding)SMPS应用中的(de)IGBT 和(he) MOSFET进行性(xing)能比较，确(que)定(ding)关键参(can)数的(de)范(fan)围(wei)还(hai)是能起到一定(ding)的(de)参(can)考作用。

本文将对(dui)(dui)一些参数(shu)进行(xing)探(tan)讨，如硬开(kai)关(guan)(guan)(guan)(guan)和软开(kai)关(guan)(guan)(guan)(guan)ZVS (零(ling)电压(ya)转换) 拓扑(pu)中的(de)(de)(de)开(kai)关(guan)(guan)(guan)(guan)损(sun)耗(hao)，并对(dui)(dui)电路和器件特性(xing)相关(guan)(guan)(guan)(guan)的(de)(de)(de)三个主要功率开(kai)关(guan)(guan)(guan)(guan)损(sun)耗(hao)—导(dao)通(tong)(tong)损(sun)耗(hao)、传(chuan)导(dao)损(sun)耗(hao)和关(guan)(guan)(guan)(guan)断(duan)损(sun)耗(hao)进行(xing)描述(shu)。此外，还通(tong)(tong)过举(ju)例(li)说(shuo)明二极(ji)管(guan)的(de)(de)(de)恢复特性(xing)是(shi)决定(ding)MOSFET 或(huo) IGBT导(dao)通(tong)(tong)开(kai)关(guan)(guan)(guan)(guan)损(sun)耗(hao)的(de)(de)(de)主要因(yin)素(su)，讨论二极(ji)管(guan)恢复性(xing)能(neng)对(dui)(dui)于硬开(kai)关(guan)(guan)(guan)(guan)拓扑(pu)的(de)(de)(de)影(ying)响。

导通损耗

除(chu)了(le)IGBT的(de)电(dian)压下降时间(jian)较(jiao)长(zhang)外，IGBT和功率(lv)MOSFET的(de)导(dao)通(tong)特性十(shi)分类(lei)似(si)。由(you)基本的(de)IGBT等效电(dian)路（见(jian)图1）可看出，完全调(diao)节PNP BJT集电(dian)极(ji)基极(ji)区(qu)的(de)少数载(zai)流子(zi)所需的(de)时间(jian)导(dao)致了(le)导(dao)通(tong)电(dian)压拖尾（voltage tail）出现。

这种延迟引起了类(lei)饱和(he) (Quasi-saturation) 效应(ying)，使集电(dian)(dian)(dian)极(ji)(ji)(ji)/发射极(ji)(ji)(ji)电(dian)(dian)(dian)压不能(neng)立即(ji)下(xia)降到其(qi)VCE(sat)值。这种效应(ying)也导致了在ZVS情况(kuang)下(xia)，在负(fu)载电(dian)(dian)(dian)流从组合封(feng)装的(de)(de)反向并(bing)联二(er)(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)转换到 IGBT的(de)(de)集电(dian)(dian)(dian)极(ji)(ji)(ji)的(de)(de)瞬间，VCE电(dian)(dian)(dian)压会上(shang)升。IGBT产品规格书(shu)中列出的(de)(de)Eon能(neng)耗(hao)是(shi)每一(yi)转换周期Icollector与VCE乘积的(de)(de)时间积分(fen)，单位为焦耳，包(bao)含了与类(lei)饱和(he)相关的(de)(de)其(qi)他损(sun)耗(hao)。其(qi)又分(fen)为两(liang)个Eon能(neng)量(liang)参(can)数(shu)，Eon1和(he)Eon2。Eon1是(shi)没有包(bao)括与硬(ying)开(kai)(kai)关二(er)(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)恢(hui)复(fu)(fu)(fu)损(sun)耗(hao)相关能(neng)耗(hao)的(de)(de)功率损(sun)耗(hao)；Eon2则包(bao)括了与二(er)(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)恢(hui)复(fu)(fu)(fu)相关的(de)(de)硬(ying)开(kai)(kai)关导通能(neng)耗(hao)，可通过恢(hui)复(fu)(fu)(fu)与IGBT组合封(feng)装的(de)(de)二(er)(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)相同的(de)(de)二(er)(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)来测(ce)量(liang)，典(dian)型的(de)(de)Eon2测(ce)试(shi)电(dian)(dian)(dian)路如图2所(suo)示。IGBT通过两(liang)个脉冲(chong)进行开(kai)(kai)关转换来测(ce)量(liang)Eon。第一(yi)个脉冲(chong)将增(zeng)大电(dian)(dian)(dian)感电(dian)(dian)(dian)流以达致所(suo)需(xu)的(de)(de)测(ce)试(shi)电(dian)(dian)(dian)流，然后第二(er)(er)(er)个脉冲(chong)会测(ce)量(liang)测(ce)试(shi)电(dian)(dian)(dian)流在二(er)(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)上(shang)恢(hui)复(fu)(fu)(fu)的(de)(de)Eon损(sun)耗(hao)。

在(zai)硬(ying)开关导(dao)(dao)通的(de)情况下，栅极(ji)(ji)(ji)驱(qu)动电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)压和阻抗(kang)以及整流(liu)二(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)的(de)恢(hui)复特(te)性(xing)决定了(le)Eon开关损耗(hao)。对于像传统CCM升压PFC电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)路来说，升压二(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)恢(hui)复特(te)性(xing)在(zai)Eon (导(dao)(dao)通) 能耗(hao)的(de)控制(zhi)中极(ji)(ji)(ji)为重(zhong)要(yao)。除了(le)选择(ze)具有最(zui)小Trr和QRR的(de)升压二(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)之外(wai)，确(que)保该(gai)二(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)拥(yong)有软(ruan)恢(hui)复特(te)性(xing)也非常重(zhong)要(yao)。软(ruan)化度 (Softness)，即tb/ta比率，对开关器件产生的(de)电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)气(qi)噪声和电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)压尖(jian)脉冲 (voltage spike) 有相当的(de)影响。某(mou)些(xie)高速二(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)在(zai)时间tb内，从IRM(REC)开始的(de)电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)下降速率(di/dt)很高，故会在(zai)电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)路寄生电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)感中产生高电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)压尖(jian)脉冲。这(zhei)些(xie)电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)压尖(jian)脉冲会引起电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)磁干(gan)扰(EMI)，并可能在(zai)二(er)(er)极(ji)(ji)(ji)管(guan)(guan)上导(dao)(dao)致过高的(de)反向电(dian)(dian)(dian)(dian)(dian)压。

在硬(ying)开(kai)(kai)(kai)关电(dian)路(lu)中(zhong)，如全桥(qiao)和半(ban)桥(qiao)拓扑中(zhong)，与IGBT组合封(feng)装的(de)是(shi)快恢(hui)复(fu)(fu)管(guan)或(huo)MOSFET体(ti)二(er)极(ji)管(guan)，当对(dui)应的(de)开(kai)(kai)(kai)关管(guan)导(dao)通时二(er)极(ji)管(guan)有电(dian)流经过，因(yin)而二(er)极(ji)管(guan)的(de)恢(hui)复(fu)(fu)特性(xing)(xing)决定了Eon损耗。所以，选择具有快速体(ti)二(er)极(ji)管(guan)恢(hui)复(fu)(fu)特性(xing)(xing)的(de)MOSFET十分重要。不(bu)幸的(de)是(shi)，MOSFET的(de)寄生(sheng)二(er)极(ji)管(guan)或(huo)体(ti)二(er)极(ji)管(guan)的(de)恢(hui)复(fu)(fu)特性(xing)(xing)比业界目前使用的(de)分立二(er)极(ji)管(guan)要缓慢。因(yin)此，对(dui)于(yu)硬(ying)开(kai)(kai)(kai)关MOSFET应用而言(yan)，体(ti)二(er)极(ji)管(guan)常常是(shi)决定SMPS工作频率(lv)的(de)限制因(yin)素(su)。

一(yi)般来说，IGBT组合(he)封装(zhuang)二极(ji)管的(de)选(xuan)择要与其应用匹配，具有较(jiao)(jiao)低(di)正向传导(dao)损耗的(de)较(jiao)(jiao)慢型超快(kuai)二极(ji)管与较(jiao)(jiao)慢的(de)低(di)VCE(sat)电机驱动IGBT组合(he)封装(zhuang)在一(yi)起。相反地，软恢(hui)复超快(kuai)二极(ji)管，可与高(gao)频(pin)SMPS2开关(guan)模式IGBT组合(he)封装(zhuang)在一(yi)起。

除(chu)了选择正确(que)的二极(ji)(ji)管外，设(she)计人(ren)员(yuan)还能(neng)够(gou)通过调节栅极(ji)(ji)驱动导通源阻(zu)抗(kang)来控制Eon损(sun)耗(hao)。降低驱动源阻(zu)抗(kang)将提高IGBT或(huo)MOSFET的导通di/dt及减小Eon损(sun)耗(hao)。Eon损(sun)耗(hao)和EMI需(xu)要折中，因为较(jiao)高的di/dt 会导致电(dian)压尖(jian)脉冲、辐射(she)和传(chuan)导EMI增加。为选择正确(que)的栅极(ji)(ji)驱动阻(zu)抗(kang)以满足导通di/dt 的需(xu)求，可能(neng)需(xu)要进行电(dian)路内部测试与验(yan)证，然后根据MOSFET转换曲(qu)线可以确(que)定(ding)大概的值 (见图(tu)3)。

假定(ding)在导(dao)通(tong)时，FET电(dian)流(liu)上升到(dao)(dao)10A，根(gen)据图3中(zhong)25℃的那条曲线(xian)，为(wei)了(le)达(da)到(dao)(dao)10A的值，栅(zha)极电(dian)压必须从5。2V转换到(dao)(dao)6。7V，平均GFS为(wei)10A/(6。7V-5。2V)=6。7mΩ。

公(gong)式1 获得(de)所需导通di/dt的栅极(ji)驱动阻抗(kang)

把平(ping)均GFS值运用到公式1中，得(de)到栅极(ji)驱(qu)动(dong)(dong)电(dian)压(ya)Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是(shi)可以计算出(chu)导通栅极(ji)驱(qu)动(dong)(dong)阻抗为37Ω。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是(shi)一条斜线，会在Eon期(qi)间出(chu)现变(bian)化(hua)，意味着di/dt也会变(bian)化(hua)。呈指数衰减的栅极(ji)驱(qu)动(dong)(dong)电(dian)流Vdrive和下降(jiang)的Ciss作(zuo)为VGS的函数也进入(ru)了该(gai)公式，表现具有令人惊讶的线性电(dian)流上(shang)升的总体效(xiao)应(ying)。

同样的(de)(de)，IGBT也可以进行(xing)类(lei)似的(de)(de)栅极(ji)驱(qu)(qu)动导通(tong)阻抗计算，VGE(avg) 和(he) GFS可以通(tong)过IGBT的(de)(de)转换特性曲线(xian)来确定，并应用(yong)VGE(avg)下的(de)(de)CIES值(zhi)代替Ciss。计算所得的(de)(de)IGBT导通(tong)栅极(ji)驱(qu)(qu)动阻抗为(wei)100Ω，该值(zhi)比前面的(de)(de)37Ω高，表明IGBT GFS较(jiao)高，而CIES较(jiao)低(di)。这里(li)的(de)(de)关(guan)键之处在(zai)于，为(wei)了从MOSFET转换到IGBT，必须(xu)对栅极(ji)驱(qu)(qu)动电路进行(xing)调节(jie)。

传导损耗需谨慎

在(zai)(zai)比(bi)较额定值(zhi)为600V的(de)(de)器件时(shi)，IGBT的(de)(de)传(chuan)(chuan)导损耗(hao)(hao)一般比(bi)相(xiang)同芯片大小的(de)(de)600 V MOSFET少。这种比(bi)较应(ying)该是在(zai)(zai)集电(dian)极和漏极电(dian)流(liu)(liu)(liu)密度可明显(xian)(xian)感测，并(bing)在(zai)(zai)指明最(zui)差情况(kuang)下(xia)的(de)(de)工作(zuo)结温下(xia)进行(xing)的(de)(de)。例如(ru)，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的(de)(de)RθJC值(zhi)。图(tu)4显(xian)(xian)示了在(zai)(zai)125℃的(de)(de)结温下(xia)传(chuan)(chuan)导损耗(hao)(hao)与直流(liu)(liu)(liu)电(dian)流(liu)(liu)(liu)的(de)(de)关系，图(tu)中曲线表明在(zai)(zai)直流(liu)(liu)(liu)电(dian)流(liu)(liu)(liu)大于2。92A后，MOSFET的(de)(de)传(chuan)(chuan)导损耗(hao)(hao)更大。

不(bu)过，图4中(zhong)的(de)(de)直(zhi)流(liu)传导(dao)损(sun)耗(hao)比(bi)较不(bu)适用(yong)于(yu)大(da)(da)部分(fen)应用(yong)。同时(shi)，图5中(zhong)显示了传导(dao)损(sun)耗(hao)在CCM (连续电(dian)(dian)流(liu)模(mo)式(shi)(shi))、升(sheng)压PFC电(dian)(dian)路，125℃的(de)(de)结温以及85V的(de)(de)交流(liu)输入(ru)电(dian)(dian)压Vac和400 Vdc直(zhi)流(liu)输出电(dian)(dian)压的(de)(de)工作(zuo)模(mo)式(shi)(shi)下的(de)(de)比(bi)较曲线。图中(zhong)，MOSFET-IGBT的(de)(de)曲线相交点为2。65A RMS。对PFC电(dian)(dian)路而言，当交流(liu)输入(ru)电(dian)(dian)流(liu)大(da)(da)于(yu)2。65A RMS时(shi)，MOSFET具有较大(da)(da)的(de)(de)传导(dao)损(sun)耗(hao)。2。65A PFC交流(liu)输入(ru)电(dian)(dian)流(liu)等(deng)于(yu)MOSFET中(zhong)由公(gong)式(shi)(shi)2计(ji)算(suan)所得的(de)(de)2。29A RMS。MOSFET传导(dao)损(sun)耗(hao)、I2R，利用(yong)公(gong)式(shi)(shi)2定义(yi)的(de)(de)电(dian)(dian)流(liu)和MOSFET   125℃的(de)(de)RDS(on)可(ke)以计(ji)算(suan)得出。把RDS(on)随漏极(ji)电(dian)(dian)流(liu)变化(hua)的(de)(de)因素考虑在内，该传导(dao)损(sun)耗(hao)还可(ke)以进(jin)一步精确化(hua)，这(zhei)种(zhong)关系如图6所示。

一篇名为(wei)“如何将功(gong)率(lv)MOSFET的RDS(on)对漏(lou)极电流(liu)(liu)(liu)瞬态(tai)值的依赖性包含到高频(pin)三相(xiang)PWM逆(ni)变器的传导损耗计算中”的IEEE文(wen)章描述了如何确定漏(lou)极电流(liu)(liu)(liu)对传导损耗的影响。作为(wei)ID之函数，RDS(on)变化对大多数SMPS拓扑的影响很小(xiao)。例如，在PFC电路中，当FCP11N60 MOSFET的峰值电流(liu)(liu)(liu)ID为(wei)11A——两倍于5。5A (规格书中RDS(on) 的测(ce)试条件) 时，RDS(on)的有效(xiao)值和(he)传导损耗会增加5％。

在MOSFET传(chuan)导(dao)极小占(zhan)空比(bi)的高(gao)脉冲(chong)电流(liu)拓扑结构(gou)中，应(ying)该考(kao)虑图(tu)6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作(zuo)在一个(ge)电路中，其(qi)漏极电流(liu)为占(zhan)空比(bi)7。5%的20A脉冲(chong) (即5。5A RMS)，则有效的RDS(on)将比(bi)5。5A（规格书中的测(ce)试电流(liu)）时(shi)的0。32欧(ou)姆(mu)大25%。

式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是 PFC 电路RMS输入电压(ya)；Vout是直(zhi)流输出电压(ya)。

在(zai)实际应用中(zhong)(zhong)，计算(suan)IGBT在(zai)类(lei)似PFC电路(lu)中(zhong)(zhong)的(de)(de)(de)(de)传导损(sun)耗将更加复杂，因(yin)为(wei)每个(ge)开关周期都(dou)在(zai)不同的(de)(de)(de)(de)IC上进(jin)行(xing)。IGBT的(de)(de)(de)(de)VCE(sat)不能(neng)由一个(ge)阻抗表(biao)(biao)示(shi)，比(bi)较简单直接(jie)的(de)(de)(de)(de)方(fang)法是(shi)将其表(biao)(biao)示(shi)为(wei)阻抗RFCE串联一个(ge)固(gu)定VFCE电压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是(shi)，传导损(sun)耗便可(ke)以计算(suan)为(wei)平均集(ji)(ji)电极(ji)电流与VFCE的(de)(de)(de)(de)乘积，加上RMS集(ji)(ji)电极(ji)电流的(de)(de)(de)(de)平方(fang)，再乘以阻抗RFCE。

图5中的(de)示例仅考(kao)虑(lv)了(le)CCM PFC电(dian)(dian)路的(de)传导损耗，即假(jia)定(ding)设计(ji)目(mu)标在维持(chi)最差情况下(xia)的(de)传导损耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电(dian)(dian)路被限制在5。8A，而FGP20N6S2 IGBT可(ke)以在9。8A的(de)交(jiao)流(liu)输入(ru)电(dian)(dian)流(liu)下(xia)工(gong)作。它可(ke)以传导超过MOSFET 70% 的(de)功率。

虽然(ran)IGBT的传导损耗(hao)较小，但大多数600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型(xing)器(qi)件。PT器(qi)件具有(you)(you)NTC (负温(wen)度系数)特(te)性，不能并(bing)联(lian)分流。或许，这些器(qi)件可(ke)以(yi)(yi)通过匹配器(qi)件VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈(yu)值电(dian)压) 及机械封(feng)装以(yi)(yi)有(you)(you)限的成效进(jin)行并(bing)联(lian)，以(yi)(yi)使得IGBT芯片们的温(wen)度可(ke)以(yi)(yi)保持一致的变化。相(xiang)反地，MOSFET具有(you)(you)PTC (正温(wen)度系数)，可(ke)以(yi)(yi)提供良(liang)好的电(dian)流分流。

关断损耗——问(wen)题尚未结(jie)束(shu)

在(zai)硬(ying)开关(guan)、钳位(wei)感(gan)性(xing)电(dian)路中，MOSFET的关(guan)断损耗比IGBT低得多，原因在(zai)于(yu)IGBT 的拖尾(wei)电(dian)流(liu)，这(zhei)与清除图1中PNP BJT的少数(shu)载流(liu)子有关(guan)。图7显示了集电(dian)极电(dian)流(liu)ICE和结温Tj的函(han)数(shu)Eoff，其曲线(xian)在(zai)大(da)多数(shu)IGBT数(shu)据表中都有提供。 这(zhei)些曲线(xian)基(ji)于(yu)钳位(wei)感(gan)性(xing)电(dian)路且测试电(dian)压相同(tong)，并包含拖尾(wei)电(dian)流(liu)能量损耗。

图(tu)2显示(shi)了用于(yu)测(ce)量IGBT Eoff的(de)(de)典型测(ce)试电(dian)路， 它的(de)(de)测(ce)试电(dian)压，即图(tu)2中的(de)(de)VDD，因不(bu)同制造商及个别器件(jian)的(de)(de)BVCES而异(yi)。在比较器件(jian)时应考虑这测(ce)试条件(jian)中的(de)(de)VDD，因为(wei)在较低的(de)(de)VDD钳位电(dian)压下进行测(ce)试和工(gong)作将导(dao)致Eoff能耗降低。

降低(di)栅极驱(qu)动关(guan)断(duan)(duan)阻抗对减(jian)(jian)小(xiao)IGBT Eoff损耗影响极微。如图(tu)1所示，当等效的(de)(de)多数(shu)载流子MOSFET关(guan)断(duan)(duan)时(shi)，在(zai)IGBT少(shao)数(shu)载流子BJT中(zhong)仍存在(zai)存储时(shi)间(jian)延迟(chi)td(off)I。不(bu)过，降低(di)Eoff驱(qu)动阻抗将会减(jian)(jian)少(shao)米勒(le)电容 (Miller capacitance) CRES和(he)关(guan)断(duan)(duan)VCE的(de)(de) dv/dt造(zao)成的(de)(de)电流注(zhu)到栅极驱(qu)动回路中(zhong)的(de)(de)风险，避免使器(qi)件重(zhong)新偏置为(wei)传导状态，从而(er)导致多个产生Eoff的(de)(de)开关(guan)动作(zuo)。

ZVS和(he)(he)ZCS拓(tuo)扑在(zai)降低(di)MOSFET 和(he)(he) IGBT的(de)(de)关(guan)断(duan)损(sun)耗方面很有(you)优(you)势。不过(guo)ZVS的(de)(de)工作优(you)点在(zai)IGBT中没(mei)有(you)那么大，因为当集电(dian)(dian)(dian)极电(dian)(dian)(dian)压(ya)上升(sheng)到允许多余存(cun)储电(dian)(dian)(dian)荷进行耗散的(de)(de)电(dian)(dian)(dian)势值时，会引发拖尾冲击(ji)电(dian)(dian)(dian)流Eoff。ZCS拓(tuo)扑可(ke)以提(ti)升(sheng)最大的(de)(de)IGBT Eoff性能。正确的(de)(de)栅极驱(qu)动顺(shun)序可(ke)使IGBT栅极信号在(zai)第二个集电(dian)(dian)(dian)极电(dian)(dian)(dian)流过(guo)零点以前(qian)不被清除(chu)，从(cong)而显著降低(di)IGBT ZCS Eoff 。

MOSFET的 Eoff能耗是其米勒电容(rong)Crss、栅(zha)极驱动速(su)度(du)、栅(zha)极驱动关断源阻(zu)抗及源极功率(lv)电路路径中寄(ji)生电感的函数。该电路寄(ji)生电感Lx (如(ru)(ru)图8所示(shi)) 产生一个(ge)电势，通过(guo)限制电流速(su)度(du)下(xia)降而增加关断损耗。在关断时，电流下(xia)降速(su)度(du)di/dt由Lx和VGS(th)决定。如(ru)(ru)果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最(zui)大(da)电流下(xia)降速(su)度(du)为VGS（th）/Lx=800A/μs。

总结：

在选(xuan)用(yong)功率(lv)(lv)开(kai)关器件时，并没有万全的解决方案，电路拓扑、工作频率(lv)(lv)、环(huan)境温度和(he)物理(li)尺寸，所有这(zhei)些约(yue)束(shu)都会在做出最佳(jia)选(xuan)择时起着作用(yong)。

在具有(you)最小Eon损(sun)(sun)耗(hao)的(de)ZVS 和 ZCS应用中，MOSFET由于(yu)具有(you)较(jiao)快的(de)开关速度和较(jiao)少(shao)的(de)关断损(sun)(sun)耗(hao)，因此能够在较(jiao)高频率下(xia)工作。

对硬开关应(ying)用而言，MOSFET寄(ji)生(sheng)二(er)极(ji)管(guan)的(de)恢(hui)(hui)复(fu)特(te)性(xing)可能是个(ge)缺点。相反，由于IGBT组(zu)合封(feng)装(zhuang)内的(de)二(er)极(ji)管(guan)与特(te)定(ding)应(ying)用匹(pi)配，极(ji)佳(jia)的(de)软(ruan)恢(hui)(hui)复(fu)二(er)极(ji)管(guan)可与更高(gao)速的(de)SMPS器件相配合。

后语：MOSFE和IGBT是(shi)没有本质区(qu)别的(de)(de)(de)，人们(men)常问的(de)(de)(de)“是(shi)MOSFET好还是(shi)IGBT好”这个问题本身(shen)就是(shi)错误的(de)(de)(de)。至于我们(men)为何(he)有时用(yong)MOSFET，有时又不(bu)用(yong)MOSFET而采用(yong)IGBT，不(bu)能简单(dan)的(de)(de)(de)用(yong)好和坏来(lai)区(qu)分，来(lai)判定，需要(yao)用(yong)辩证的(de)(de)(de)方法来(lai)考虑这个问题。

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