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 MOSFET和IGBT内部结构(gou)不(bu)同(tong)，决定了其应(ying)用领(ling)域的(de)不(bu)同(tong)。

1、由于(yu)MOSFET的(de)结构，通(tong)常它可(ke)以做到电流(liu)很大，可(ke)以到上KA，但(dan)是前(qian)提耐(nai)压(ya)能力没(mei)有IGBT强。

2、IGBT可(ke)以做很大功率，电流和(he)电压都可(ke)以，就(jiu)是一点频(pin)率不是太高，目(mu)前IGBT硬开关速度可(ke)以到100KHZ，那已经是不错了。不过相对于(yu)MOSFET的工作(zuo)频(pin)率还是九牛一毛，MOSFET可(ke)以工作(zuo)到几百KHZ，上MHZ，以至(zhi)几十MHZ，射频(pin)领域的产(chan)品。

3、就其应(ying)用(yong)，根据其特(te)点:MOSFET应(ying)用(yong)于(yu)开关电(dian)(dian)源(yuan)，镇(zhen)流(liu)器(qi)，高(gao)频(pin)感应(ying)加热(re)，高(gao)频(pin)逆变焊机，通(tong)信电(dian)(dian)源(yuan)等等高(gao)频(pin)电(dian)(dian)源(yuan)领域;IGBT集中(zhong)应(ying)用(yong)于(yu)焊机，逆变器(qi)，变频(pin)器(qi)，电(dian)(dian)镀电(dian)(dian)解电(dian)(dian)源(yuan)，超音频(pin)感应(ying)加热(re)等领域

开关(guan)(guan)电(dian)源 (Switch Mode Power Supply；SMPS) 的性能在(zai)很(hen)大程度上依赖(lai)于功率半(ban)导(dao)体器件(jian)的选择，即(ji)开关(guan)(guan)管(guan)和(he)整(zheng)流器。

虽然没有万全的方案来解决(jue)选(xuan)择IGBT还是MOSFET的问题(ti)，但针对特(te)定SMPS应用(yong)中(zhong)的IGBT 和(he) MOSFET进行性能比较，确(que)定关键参数的范围还是能起到一(yi)定的参考作用(yong)。

本文将对(dui)一些参数进行(xing)探(tan)讨，如硬(ying)开(kai)关和(he)软开(kai)关ZVS (零电压转换(huan)) 拓扑中的(de)(de)(de)(de)开(kai)关损耗(hao)(hao)，并对(dui)电路和(he)器(qi)件特性(xing)相关的(de)(de)(de)(de)三个主(zhu)(zhu)要(yao)功(gong)率开(kai)关损耗(hao)(hao)—导通(tong)(tong)损耗(hao)(hao)、传导损耗(hao)(hao)和(he)关断损耗(hao)(hao)进行(xing)描(miao)述。此外，还(hai)通(tong)(tong)过举例说明二极管的(de)(de)(de)(de)恢(hui)复特性(xing)是决定MOSFET 或 IGBT导通(tong)(tong)开(kai)关损耗(hao)(hao)的(de)(de)(de)(de)主(zhu)(zhu)要(yao)因(yin)素，讨论(lun)二极管恢(hui)复性(xing)能对(dui)于硬(ying)开(kai)关拓扑的(de)(de)(de)(de)影响。

导通损耗

除了IGBT的(de)(de)(de)电压下降(jiang)时间较长外，IGBT和功率MOSFET的(de)(de)(de)导(dao)通特性(xing)十分类似。由基(ji)本(ben)的(de)(de)(de)IGBT等效电路（见图1）可看(kan)出，完全调节PNP BJT集电极基(ji)极区的(de)(de)(de)少数载流子所需的(de)(de)(de)时间导(dao)致了导(dao)通电压拖尾(wei)（voltage tail）出现。

这种延迟(chi)引起了类饱和 (Quasi-saturation) 效应(ying)(ying)，使集(ji)电(dian)(dian)(dian)(dian)极(ji)(ji)/发射极(ji)(ji)电(dian)(dian)(dian)(dian)压(ya)不能(neng)(neng)立即下降到其(qi)VCE(sat)值。这种效应(ying)(ying)也导致(zhi)了在(zai)ZVS情况下，在(zai)负载电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)(liu)从组合封装(zhuang)的(de)(de)反向并(bing)联(lian)二(er)(er)极(ji)(ji)管(guan)转(zhuan)换(huan)(huan)(huan)到 IGBT的(de)(de)集(ji)电(dian)(dian)(dian)(dian)极(ji)(ji)的(de)(de)瞬间，VCE电(dian)(dian)(dian)(dian)压(ya)会上升。IGBT产(chan)品规格书(shu)中列(lie)出的(de)(de)Eon能(neng)(neng)耗(hao)(hao)是每一转(zhuan)换(huan)(huan)(huan)周期Icollector与(yu)VCE乘积的(de)(de)时间积分，单位为焦耳，包(bao)含了与(yu)类饱和相(xiang)关的(de)(de)其(qi)他损(sun)耗(hao)(hao)。其(qi)又分为两个(ge)Eon能(neng)(neng)量参(can)数(shu)，Eon1和Eon2。Eon1是没有包(bao)括与(yu)硬开(kai)关二(er)(er)极(ji)(ji)管(guan)恢(hui)复损(sun)耗(hao)(hao)相(xiang)关能(neng)(neng)耗(hao)(hao)的(de)(de)功率损(sun)耗(hao)(hao)；Eon2则包(bao)括了与(yu)二(er)(er)极(ji)(ji)管(guan)恢(hui)复相(xiang)关的(de)(de)硬开(kai)关导通能(neng)(neng)耗(hao)(hao)，可(ke)通过(guo)恢(hui)复与(yu)IGBT组合封装(zhuang)的(de)(de)二(er)(er)极(ji)(ji)管(guan)相(xiang)同的(de)(de)二(er)(er)极(ji)(ji)管(guan)来测(ce)量，典型的(de)(de)Eon2测(ce)试(shi)电(dian)(dian)(dian)(dian)路如图2所示(shi)。IGBT通过(guo)两个(ge)脉(mai)(mai)冲进(jin)行开(kai)关转(zhuan)换(huan)(huan)(huan)来测(ce)量Eon。第(di)一个(ge)脉(mai)(mai)冲将增大电(dian)(dian)(dian)(dian)感电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)(liu)以达致(zhi)所需的(de)(de)测(ce)试(shi)电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)(liu)，然后(hou)第(di)二(er)(er)个(ge)脉(mai)(mai)冲会测(ce)量测(ce)试(shi)电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)(liu)在(zai)二(er)(er)极(ji)(ji)管(guan)上恢(hui)复的(de)(de)Eon损(sun)耗(hao)(hao)。

在(zai)硬(ying)开(kai)关(guan)导(dao)通的情(qing)况下(xia)，栅极(ji)驱(qu)动电(dian)(dian)(dian)压(ya)(ya)和阻抗以(yi)及整流二(er)极(ji)管的恢(hui)复(fu)(fu)特性(xing)决定了Eon开(kai)关(guan)损耗(hao)。对于像传(chuan)统(tong)CCM升压(ya)(ya)PFC电(dian)(dian)(dian)路来说，升压(ya)(ya)二(er)极(ji)管恢(hui)复(fu)(fu)特性(xing)在(zai)Eon (导(dao)通) 能耗(hao)的控制(zhi)中极(ji)为(wei)重要。除(chu)了选择具有最小Trr和QRR的升压(ya)(ya)二(er)极(ji)管之(zhi)外，确保(bao)该二(er)极(ji)管拥有软(ruan)恢(hui)复(fu)(fu)特性(xing)也非常(chang)重要。软(ruan)化度 (Softness)，即tb/ta比率(lv)，对开(kai)关(guan)器件产生的电(dian)(dian)(dian)气噪声(sheng)和电(dian)(dian)(dian)压(ya)(ya)尖(jian)脉(mai)冲 (voltage spike) 有相(xiang)当的影响(xiang)。某些(xie)高速二(er)极(ji)管在(zai)时间tb内(nei)，从IRM(REC)开(kai)始(shi)的电(dian)(dian)(dian)流下(xia)降速率(lv)(di/dt)很高，故(gu)会在(zai)电(dian)(dian)(dian)路寄生电(dian)(dian)(dian)感中产生高电(dian)(dian)(dian)压(ya)(ya)尖(jian)脉(mai)冲。这些(xie)电(dian)(dian)(dian)压(ya)(ya)尖(jian)脉(mai)冲会引起电(dian)(dian)(dian)磁干扰(EMI)，并(bing)可能在(zai)二(er)极(ji)管上导(dao)致过高的反向电(dian)(dian)(dian)压(ya)(ya)。

在硬(ying)开(kai)关(guan)电路中(zhong)，如全桥(qiao)和半桥(qiao)拓扑中(zhong)，与IGBT组合封(feng)装的(de)是(shi)快(kuai)恢复(fu)管(guan)(guan)(guan)(guan)或MOSFET体(ti)二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)，当对应的(de)开(kai)关(guan)管(guan)(guan)(guan)(guan)导通时(shi)二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)有(you)电流(liu)经(jing)过，因(yin)(yin)而二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)的(de)恢复(fu)特性(xing)决定了Eon损耗。所(suo)以，选择具有(you)快(kuai)速体(ti)二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)恢复(fu)特性(xing)的(de)MOSFET十分重要(yao)。不幸的(de)是(shi)，MOSFET的(de)寄生二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)或体(ti)二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)的(de)恢复(fu)特性(xing)比业界目前使(shi)用(yong)的(de)分立(li)二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)要(yao)缓慢。因(yin)(yin)此，对于硬(ying)开(kai)关(guan)MOSFET应用(yong)而言，体(ti)二极(ji)(ji)管(guan)(guan)(guan)(guan)常常是(shi)决定SMPS工作频率的(de)限(xian)制(zhi)因(yin)(yin)素。

一般(ban)来(lai)说，IGBT组合(he)封装二极(ji)管的选(xuan)择要(yao)与其应用匹配(pei)，具(ju)有较(jiao)(jiao)低正向传(chuan)导损(sun)耗的较(jiao)(jiao)慢型超快(kuai)二极(ji)管与较(jiao)(jiao)慢的低VCE(sat)电机驱动(dong)IGBT组合(he)封装在(zai)一起(qi)。相反(fan)地(di)，软恢复超快(kuai)二极(ji)管，可与高频SMPS2开(kai)关模(mo)式IGBT组合(he)封装在(zai)一起(qi)。

除了选择正确(que)(que)的(de)二极(ji)管外，设(she)计(ji)人员还能(neng)够通(tong)过调(diao)节栅极(ji)驱动(dong)导通(tong)源阻(zu)抗(kang)来(lai)控(kong)制Eon损(sun)耗(hao)。降(jiang)低驱动(dong)源阻(zu)抗(kang)将提高IGBT或(huo)MOSFET的(de)导通(tong)di/dt及减小Eon损(sun)耗(hao)。Eon损(sun)耗(hao)和(he)EMI需(xu)要折中，因(yin)为(wei)较高的(de)di/dt 会(hui)导致电(dian)压尖脉(mai)冲、辐射和(he)传(chuan)导EMI增(zeng)加(jia)。为(wei)选择正确(que)(que)的(de)栅极(ji)驱动(dong)阻(zu)抗(kang)以满足导通(tong)di/dt 的(de)需(xu)求，可(ke)能(neng)需(xu)要进行电(dian)路(lu)内部测试(shi)与验证，然后根据MOSFET转换曲线可(ke)以确(que)(que)定(ding)大概(gai)的(de)值 (见图(tu)3)。

假(jia)定(ding)在导通(tong)时，FET电流(liu)上升到10A，根据(ju)图3中(zhong)25℃的那条(tiao)曲线(xian)，为(wei)了(le)达到10A的值，栅极电压必须从5。2V转(zhuan)换到6。7V，平均GFS为(wei)10A/(6。7V-5。2V)=6。7mΩ。

公式1 获得所(suo)需导(dao)通di/dt的栅(zha)极驱动(dong)阻抗

把平均GFS值运用到公式1中，得到栅(zha)极(ji)驱(qu)动(dong)电压Vdrive=10V，所需(xu)的(de) di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是(shi)可(ke)以(yi)计算出(chu)导通栅(zha)极(ji)驱(qu)动(dong)阻抗为37Ω。由于在图3的(de)曲线中瞬(shun)态(tai)GFS值是(shi)一(yi)条斜线，会在Eon期间(jian)出(chu)现变(bian)化，意(yi)味着di/dt也会变(bian)化。呈(cheng)指数衰减的(de)栅(zha)极(ji)驱(qu)动(dong)电流Vdrive和下降(jiang)的(de)Ciss作为VGS的(de)函数也进入(ru)了该公式，表现具有令(ling)人(ren)惊(jing)讶的(de)线性(xing)电流上(shang)升的(de)总体效应(ying)。

同样的(de)(de)(de)，IGBT也可以(yi)进行类(lei)似的(de)(de)(de)栅(zha)极(ji)驱动导通阻抗(kang)计算，VGE(avg) 和 GFS可以(yi)通过IGBT的(de)(de)(de)转换特性曲线来确定(ding)，并应用(yong)VGE(avg)下(xia)的(de)(de)(de)CIES值代替Ciss。计算所得的(de)(de)(de)IGBT导通栅(zha)极(ji)驱动阻抗(kang)为100Ω，该值比前(qian)面的(de)(de)(de)37Ω高(gao)，表明IGBT GFS较高(gao)，而CIES较低(di)。这(zhei)里的(de)(de)(de)关键(jian)之处(chu)在(zai)于，为了从(cong)MOSFET转换到IGBT，必须对栅(zha)极(ji)驱动电路(lu)进行调节(jie)。

传导损耗需谨(jin)慎

在比(bi)较(jiao)额定(ding)值(zhi)为600V的器(qi)件时，IGBT的传(chuan)导(dao)损耗(hao)一般(ban)比(bi)相同芯(xin)片(pian)大小的600 V MOSFET少。这种比(bi)较(jiao)应该(gai)是在集电极(ji)和漏极(ji)电流(liu)(liu)密度可明(ming)显感(gan)测，并(bing)在指(zhi)明(ming)最差情(qing)况下的工作结温下进行的。例(li)如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均(jun)具有1℃/W的RθJC值(zhi)。图4显示了在125℃的结温下传(chuan)导(dao)损耗(hao)与(yu)直流(liu)(liu)电流(liu)(liu)的关(guan)系，图中曲线表明(ming)在直流(liu)(liu)电流(liu)(liu)大于2。92A后，MOSFET的传(chuan)导(dao)损耗(hao)更大。

不过，图4中的(de)(de)直流(liu)(liu)传(chuan)导(dao)损(sun)(sun)耗(hao)比(bi)较不适用(yong)于大部分(fen)应用(yong)。同时，图5中显示了传(chuan)导(dao)损(sun)(sun)耗(hao)在CCM (连续(xu)电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)模式(shi)(shi))、升压(ya)PFC电(dian)(dian)(dian)(dian)路，125℃的(de)(de)结(jie)温(wen)以(yi)及85V的(de)(de)交(jiao)(jiao)流(liu)(liu)输(shu)入(ru)电(dian)(dian)(dian)(dian)压(ya)Vac和(he)400 Vdc直流(liu)(liu)输(shu)出(chu)(chu)电(dian)(dian)(dian)(dian)压(ya)的(de)(de)工(gong)作模式(shi)(shi)下的(de)(de)比(bi)较曲线。图中，MOSFET-IGBT的(de)(de)曲线相交(jiao)(jiao)点(dian)为2。65A RMS。对PFC电(dian)(dian)(dian)(dian)路而(er)言，当交(jiao)(jiao)流(liu)(liu)输(shu)入(ru)电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)大于2。65A RMS时，MOSFET具有较大的(de)(de)传(chuan)导(dao)损(sun)(sun)耗(hao)。2。65A PFC交(jiao)(jiao)流(liu)(liu)输(shu)入(ru)电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)等(deng)于MOSFET中由(you)公式(shi)(shi)2计算(suan)所得的(de)(de)2。29A RMS。MOSFET传(chuan)导(dao)损(sun)(sun)耗(hao)、I2R，利(li)用(yong)公式(shi)(shi)2定义的(de)(de)电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)和(he)MOSFET   125℃的(de)(de)RDS(on)可以(yi)计算(suan)得出(chu)(chu)。把RDS(on)随漏极电(dian)(dian)(dian)(dian)流(liu)(liu)变(bian)化的(de)(de)因素考虑在内，该传(chuan)导(dao)损(sun)(sun)耗(hao)还可以(yi)进(jin)一步精(jing)确(que)化，这种关系如图6所示。

一篇名为“如(ru)(ru)何将功率MOSFET的(de)RDS(on)对(dui)漏极(ji)电(dian)流瞬(shun)态值的(de)依赖性包含到高频三相PWM逆变(bian)器(qi)的(de)传导(dao)(dao)损耗(hao)计算(suan)中”的(de)IEEE文章描述了如(ru)(ru)何确定漏极(ji)电(dian)流对(dui)传导(dao)(dao)损耗(hao)的(de)影(ying)响(xiang)。作为ID之(zhi)函数，RDS(on)变(bian)化对(dui)大多数SMPS拓扑的(de)影(ying)响(xiang)很(hen)小。例如(ru)(ru)，在PFC电(dian)路中，当FCP11N60 MOSFET的(de)峰值电(dian)流ID为11A——两倍于5。5A (规格(ge)书(shu)中RDS(on) 的(de)测试条件) 时，RDS(on)的(de)有效值和传导(dao)(dao)损耗(hao)会(hui)增加5％。

在MOSFET传导极小占(zhan)空比(bi)的(de)高(gao)脉冲电(dian)流(liu)拓扑结(jie)构(gou)中(zhong)(zhong)，应该考虑图6所示的(de)特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一个电(dian)路中(zhong)(zhong)，其漏极电(dian)流(liu)为占(zhan)空比(bi)7。5%的(de)20A脉冲 (即5。5A RMS)，则(ze)有(you)效的(de)RDS(on)将比(bi)5。5A（规(gui)格书中(zhong)(zhong)的(de)测试(shi)电(dian)流(liu)）时的(de)0。32欧姆大25%。

式2中，Iacrms是(shi)PFC电路RMS输(shu)入(ru)电流；Vac是(shi) PFC 电路RMS输(shu)入(ru)电压(ya)(ya)；Vout是(shi)直流输(shu)出电压(ya)(ya)。

在(zai)实际应用(yong)中，计算IGBT在(zai)类似PFC电(dian)(dian)路中的传导(dao)损(sun)耗将更加复杂，因为(wei)每(mei)个(ge)开(kai)关周期都(dou)在(zai)不同(tong)的IC上进行。IGBT的VCE(sat)不能由一个(ge)阻抗表示，比较(jiao)简(jian)单直接的方法是(shi)将其表示为(wei)阻抗RFCE串联一个(ge)固定VFCE电(dian)(dian)压，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是(shi)，传导(dao)损(sun)耗便可(ke)以计算为(wei)平均集(ji)电(dian)(dian)极电(dian)(dian)流(liu)与VFCE的乘(cheng)积，加上RMS集(ji)电(dian)(dian)极电(dian)(dian)流(liu)的平方，再乘(cheng)以阻抗RFCE。

图(tu)5中的示例(li)仅考虑(lv)了(le)CCM PFC电路的传(chuan)导(dao)损耗，即假(jia)定(ding)设计目标在维持最(zui)差(cha)情(qing)况下(xia)的传(chuan)导(dao)损耗小于15W。以(yi)FCP11N60 MOSFET为例(li)，该电路被限制(zhi)在5。8A，而FGP20N6S2 IGBT可以(yi)在9。8A的交(jiao)流(liu)输入电流(liu)下(xia)工作。它(ta)可以(yi)传(chuan)导(dao)超过MOSFET 70% 的功率。

虽然IGBT的(de)(de)传导损耗(hao)较小，但(dan)大多数600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型(xing)器件(jian)(jian)。PT器件(jian)(jian)具有NTC (负温(wen)度系(xi)数)特性(xing)，不能并(bing)联分(fen)流(liu)。或许，这些器件(jian)(jian)可(ke)以(yi)通过匹配器件(jian)(jian)VCE(sat)、VGE(TH) (栅射阈值电压) 及机械(xie)封装以(yi)有限(xian)的(de)(de)成(cheng)效进行并(bing)联，以(yi)使得IGBT芯片们(men)的(de)(de)温(wen)度可(ke)以(yi)保持一致的(de)(de)变化。相反地，MOSFET具有PTC (正温(wen)度系(xi)数)，可(ke)以(yi)提供良好(hao)的(de)(de)电流(liu)分(fen)流(liu)。

关(guan)断损耗(hao)——问(wen)题(ti)尚未结束(shu)

在(zai)(zai)硬开关、钳位感性电(dian)路(lu)中，MOSFET的(de)关断损耗(hao)比IGBT低(di)得多(duo)，原因在(zai)(zai)于IGBT 的(de)拖(tuo)尾电(dian)流，这与(yu)清除图1中PNP BJT的(de)少数载流子有(you)(you)关。图7显示(shi)了集电(dian)极电(dian)流ICE和结温Tj的(de)函数Eoff，其(qi)曲线在(zai)(zai)大(da)多(duo)数IGBT数据表(biao)中都有(you)(you)提供(gong)。 这些曲线基于钳位感性电(dian)路(lu)且测试电(dian)压相同，并(bing)包含拖(tuo)尾电(dian)流能量损耗(hao)。

图(tu)2显示了用(yong)于测(ce)(ce)量(liang)IGBT Eoff的(de)典(dian)型测(ce)(ce)试电路， 它的(de)测(ce)(ce)试电压，即图(tu)2中的(de)VDD，因不同制(zhi)造商及个别器件(jian)(jian)的(de)BVCES而异。在比(bi)较器件(jian)(jian)时应考虑(lv)这(zhei)测(ce)(ce)试条件(jian)(jian)中的(de)VDD，因为在较低的(de)VDD钳位电压下进行测(ce)(ce)试和工(gong)作(zuo)将(jiang)导致(zhi)Eoff能耗降(jiang)低。

降(jiang)低(di)栅极(ji)驱(qu)动(dong)(dong)关(guan)断(duan)(duan)(duan)阻(zu)(zu)抗(kang)对减小(xiao)IGBT Eoff损耗(hao)影响极(ji)微。如(ru)图1所示(shi)，当等效的(de)(de)多数载流(liu)子MOSFET关(guan)断(duan)(duan)(duan)时，在(zai)IGBT少(shao)数载流(liu)子BJT中(zhong)仍存(cun)在(zai)存(cun)储(chu)时间延(yan)迟td(off)I。不过(guo)，降(jiang)低(di)Eoff驱(qu)动(dong)(dong)阻(zu)(zu)抗(kang)将会(hui)减少(shao)米勒电(dian)容 (Miller capacitance) CRES和(he)关(guan)断(duan)(duan)(duan)VCE的(de)(de) dv/dt造成(cheng)的(de)(de)电(dian)流(liu)注到栅极(ji)驱(qu)动(dong)(dong)回(hui)路中(zhong)的(de)(de)风险，避免使(shi)器件重新偏置为传导状态，从而导致多个产生Eoff的(de)(de)开关(guan)动(dong)(dong)作(zuo)。

ZVS和ZCS拓扑在(zai)降(jiang)低MOSFET 和 IGBT的关断(duan)损耗(hao)方面很有(you)优势(shi)。不过(guo)ZVS的工作优点在(zai)IGBT中没有(you)那么大(da)，因为当集(ji)(ji)电(dian)极电(dian)压(ya)上升到(dao)允许多(duo)余(yu)存(cun)储电(dian)荷进行(xing)耗(hao)散的电(dian)势(shi)值时，会引发拖尾冲击电(dian)流Eoff。ZCS拓扑可(ke)以提升最(zui)大(da)的IGBT Eoff性能。正确的栅极驱动顺序可(ke)使IGBT栅极信号在(zai)第二个(ge)集(ji)(ji)电(dian)极电(dian)流过(guo)零点以前(qian)不被(bei)清除，从而显著降(jiang)低IGBT ZCS Eoff 。

MOSFET的 Eoff能耗(hao)(hao)是其米勒电(dian)容Crss、栅极(ji)驱动速(su)(su)度、栅极(ji)驱动关断源阻抗(kang)及源极(ji)功率(lv)电(dian)路路径中寄(ji)生(sheng)电(dian)感的函数(shu)。该电(dian)路寄(ji)生(sheng)电(dian)感Lx (如图8所示) 产生(sheng)一个电(dian)势，通过限制电(dian)流速(su)(su)度下(xia)降而(er)增(zeng)加关断损耗(hao)(hao)。在关断时，电(dian)流下(xia)降速(su)(su)度di/dt由Lx和(he)VGS(th)决定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最(zui)大电(dian)流下(xia)降速(su)(su)度为VGS（th）/Lx=800A/μs。

总结：

在选(xuan)用功率开(kai)关器件时，并没有万全的解决方案，电路拓扑、工作频率、环境温度(du)和(he)物(wu)理尺寸，所有这(zhei)些约(yue)束都(dou)会在做出最佳选(xuan)择时起着作用。

在(zai)具有(you)最小Eon损耗的ZVS 和 ZCS应用中，MOSFET由(you)于(yu)具有(you)较快的开关速度和较少(shao)的关断损耗，因此能够在(zai)较高频率下工(gong)作。

对硬开关应用(yong)(yong)而言(yan)，MOSFET寄(ji)生(sheng)二(er)极管的(de)恢复特性可能是(shi)个(ge)缺(que)点(dian)。相反，由于IGBT组合(he)封装内的(de)二(er)极管与特定应用(yong)(yong)匹(pi)配(pei)，极佳的(de)软恢复二(er)极管可与更高速的(de)SMPS器件相配(pei)合(he)。

后语：MOSFE和(he)IGBT是没有本质区别的，人们(men)常问的“是MOSFET好(hao)还(hai)是IGBT好(hao)”这(zhei)个问题(ti)(ti)本身就是错误的。至于(yu)我们(men)为何有时用(yong)(yong)MOSFET，有时又不(bu)用(yong)(yong)MOSFET而采(cai)用(yong)(yong)IGBT，不(bu)能简单的用(yong)(yong)好(hao)和(he)坏来区分，来判(pan)定，需要用(yong)(yong)辩证的方法来考虑这(zhei)个问题(ti)(ti)。

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